低壓大電流的開關電源設計方案
1 引言
在電鍍行業里，一般要求工作電源的輸出電壓較低,而電流很大。電源的功率要求也比較高,一般都是幾千瓦到幾十千瓦。目前,如此大功率的電鍍電源一般都采用晶閘管相控整流方式。其缺點是體積大、效率低、噪音高、功率因數低、輸出紋波大、動態響應慢、穩定性差等。
本文介紹的電鍍用開關電源,輸出電壓從0～12V、電流從0～5000A連續可調,滿載輸出功率為60kW。由于采用了ZVT軟開關等技術,同時采用了較好的散熱結構,該電源的各項指標都滿足了用戶的要求,現已小批量投入生產。
2 主電路的拓撲結構
鑒于如此大功率的輸出,高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關器件的全橋拓撲結構,整個主電路如圖1所示,包括:工頻三相交流電輸入、二極管整流橋、EMI濾波器、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環節、輸出LC濾波器等。
隔直電容Cb是用來平衡變壓器伏秒值,防止偏磁的。考慮到效率的問題,諧振電感Ls只利用了變壓器本身的漏感。因為如果該電感太大,將會導致過高的關斷電壓尖峰，這對開關管極為不利，同時也會增大關斷損耗。另一方面,還會造成嚴重的占空比丟失,引起開關器件的電流峰值增高,使得系統的性能降低。
圖1 主電路原理圖
3 零電壓軟開關
高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生產的UC3875N。超前橋臂在全負載范圍內實現了零電壓軟開關,滯后橋臂在75%以上負載范圍內實現了零電壓軟開關。圖2為滯后橋臂IGBT的驅動電壓和集射極電壓波形,可以看出實現了零電壓開通。
開關頻率選擇20kHz,這樣設計一方面可以減小IGBT的關斷損耗,另一方面又可以兼顧高頻化，使功率變壓器及輸出濾波環節的體積減小。
圖2 IGBT驅動電壓和集射極電壓波形圖
4 容性功率母排
在最初的實驗樣機中,濾波電容C5與IGBT模塊之間的連接母排為普通的功率母排。在實驗中發現IGB上的電壓及流過IGBT的電流均發生了高頻震蕩,圖3為滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。原因是并聯在IGBT模塊上的突波吸收電容與功率母排的寄生電感發生了高頻諧振。滿載運行一小時后,功率母排的溫升為38℃,電容C5的溫升為24℃。
圖3 使用普通功率母排時變壓器初級電壓、電流波形
為了消除諧振及減小功率母排、濾波電容的溫升，我們最終采用了容性功率功率母排，圖4為采用容性功率母排后滿功率時采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。從圖中可以看出，諧振基本消除，滿載運行一小時后，無感功率母排的溫升為11℃,電容C5的溫升為10℃。
圖4 使用容性功率母排后變壓器初級電壓、電流波形
5 采用多個變壓器串并聯結構，使并聯的輸出整流二極管之間實現自動均流
為了進一步減少損耗，輸出整流二極管采用多只大電流400A、耐高電壓80V的肖特基二極管并聯使用。而且,每個變壓器的次級輸出采用了全波整流方式。這樣,每一次導通期間只有一組二極管流過電流。同時,次級整流二極管配上了RC吸收網絡,以抑止由變壓器漏感和肖特基二極管本體電容引起的寄生震蕩。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗,有利于效率的提高。
對于大電流輸出來說,一般要把輸出整流二極管并聯使用。但由于肖特基二極管是負溫度系數的器件,并聯時一般要考慮它們之間的均流。二極管的并聯方式有許多種,圖5所示,圖a為直接并聯方式；圖b為串入電阻并聯方式；圖c為串入動態均流互感器并聯方式。（均以四只二極管的并聯為例）。
圖a 為直接并聯方式;圖 b為串入電阻并聯方式;圖c 為串入動態均流互感器并聯方式
對于直接并聯方式,二極管的均流效果很差,輸出電流一般限制在幾十安培到幾百安培左右,不易于做到上千安培。在電流為上千安培輸出的情況下,為了達到均流的目的,可以采用串入電阻方式并聯或采用串入動態均流互感器并聯。由于鄰近效應及趨膚效應的影響,對于串入電阻的并聯方式,二極管的均流效果隨輸出電流的大小而改變,均流效果較差。為達到較好均流效果,串入的電阻不宜太小,這又帶來較大的損耗。對于串入動態均流互感器的并聯方式,可以達到較好的均流效果,但大電流互感器的制作工藝復雜,成本高,同時由于動態均流互感器的漏感及引線電感的存在,使得二極管在關斷時的反向尖峰電壓增高,電磁干擾及損耗隨之增加。
為了克服以上并聯方式的不足之處,使輸出整流二極管實現既能自動均流,降低損耗,又可以降低制作工藝的復雜性,我們設計了一種新穎的高頻功率變壓器,如圖1所示。這種變壓器是由8個相同的小變壓器構成,變比均為4∶1,它們的初級串聯,而次級則采用并聯結構。該變壓器采用初級自冷和次級水冷相結合的冷卻方式,這樣考慮主要在于它們的熱損耗不同,而且可以大大簡化變壓器的制作工序。
下面以兩個變壓器組為例(圖6所示),說明二極管之間的均流。
圖6 多個變壓器的連接示意圖
uin為正時，u1與u3為正，二極管D1與D3導通，D2與D4截止，此時可以得出:
當二極管的管壓降uD1與uD3不等時,由公式(3)、(4)、(5)、(6)可以得出,兩個變壓器原邊的電壓uA與uB也不等,二極管管壓降高的變壓器原邊的電壓就高,反之亦然。由公式(1)、(2)得: U1=U3即流過二極管D1與D3的電流始終相等,實現自動均流。可見,變壓器的這種連接方式,是靠調整單個變壓器原邊的電壓來實現輸出整流二極管的自動均流。
多個變壓器的這種連接方式,不僅可以使得輸出整流二極管實現自動均流,還可以使得變壓器的設計模塊化,簡化變壓器的制作工藝,降低了損耗。與一只單個變壓器相比,多個變壓器的這種連接方式,減小了變壓器的變比,增強了變壓器原副邊的磁耦合性,減小了漏感(實際測量8個變壓器原邊串聯后的漏感為6uH)，減小了占空比的丟失。圖7為滿載時變壓器初級電壓波形VP和次級電壓波形VS,從圖中可以看到占空比丟失不多(大約為5%),使得系統的性能顯著提高。
圖7 變壓器初級和次級電壓波形圖
6 控制電路的設計
由于在本電源中使用的開關元件的過載承受能力有限,必須對輸出電流進行限制,因此,控制電路采用電壓電流雙環結構（內環為電流環,外環為電壓環）,調節器均為PID。圖8為控制電路的原理框圖。加入電流內環后,不僅可以對輸出電流加以限制,并且可以提高輸出的動態響應,有利于減小輸出電壓的紋波。
圖 8 為控制電路的原理框圖
在實際的控制電路中采用了穩壓、穩流自動轉換方式。圖9為穩壓穩流自動轉換電路。其工作原理是:穩流工作時,電壓環飽和,電壓環輸出大于電流給定,從而電壓環不起作用,只有電流環工作;在穩壓工作時,電壓環退飽和,電流給定大于電壓環的輸出,電流給定運算放大器飽和,電流給定不起作用,電壓環及電流環同時工作,此時的控制器為雙環結構。這種控制方式使得輸出電壓、輸出電流均限制在給定范圍內,具體的工作方式由給定電壓、給定電流及負載三者決定。
圖9 為穩壓穩流自動轉換電路
由于本電源的容量為60kW,為了提高效率、減小體積、提高可靠性,因此,采用軟開關技術。高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB-ZVS控制方式,它利用變壓器的漏感及管子的寄生電容諧振來實現ZVS。控制芯片采用Unitrode公司生產的UC3875N。通過移相控制,超前橋臂在全負載范圍內實現了零電壓軟開關,滯后橋臂在75%以上的負載范圍內實現了零電壓軟開關。圖2為滯后橋臂IGBT的驅動電壓和集射極電壓波形,可以看出實現
了零電壓開通。
7 總結
該電源裝置中,使用移相全橋軟開關技術,使得功率器件實現零電壓軟開關,減小了開關損耗及開關噪聲,提高了效率;設計并使用了一種新穎的高頻功率變壓器,通過調整單個變壓器的原邊電壓使輸出整流二極管實現自動均流;設計并使用了容性功率母排,減小了系統中的振蕩,減小了功率母排的發熱。控制電路中采用了穩壓穩流自動轉換方案,實現了輸出穩壓穩流的自動切換,提高了電源的可靠性及輸出的動態響應,減小了輸出電壓的紋波。實驗取得了令人滿意的結果,其中功率因數可達0.92,滿載效率為 87%,輸出電壓紋波小于25mV。不僅如此,各項指標都達到甚至超過了用戶要求,而且通過了有關部門的技術鑒定,現已批量投入生產。
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